宽带射频收发机设计中的挑战与抉择

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在5G、卫星通信、雷达等现代无线通信系统的推动下，宽带射频收发机设计已成为无线通信领域的核心技术。在往期文章中，我们介绍过高性能无线通信系统对宽带收发机的需求以及宽带收发机的应用案例。从窄带宽到超宽带（>100MHz）的收发机设计绝非简单的参数缩放，而是一次设计范式的跃迁。本期我们将以宽带收发机设计中的难点和挑战为线索，展开宽带收发机设计思考的讨论。

采用直接变频架构（Zero-IF）还是超外差架构（Superheterodyne）是我们面临的第一个选择难题。地芯GC0801和GC0816系列均采用直接变频架构，原因主要是以下两方面：

首先，高带宽下，超外差架构更难兼顾镜像抑制和抗干扰性。具体来说，镜像信号位于有用信号另一侧，距离为两倍中频。为了不损伤有用信号，滤波器的通带必须足够宽；为了抑制镜像，滤波器的阻带必须紧邻通带开始（即过渡带要极陡）。对于100MHz以上的带宽，要求模拟滤波器在极窄的频率间隔内实现从通带到高抑制的跳变，这在物理上是极其困难甚至无法实现的。

那么可否通过提高中频频率，拉开镜像与有用信号的距离来解决这个问题呢？答案是肯定的，但一方面，使用高中频频率时，中频电路更复杂，功耗更高；另一方面，中频频率过高会造成滤波器插损过大，导致噪声系数飙升。

直接变频架构的第二个显著优势在于成本和系统复杂度（图1）。直接变频不需要多级变频/滤波，有效减小电路面积，其成本优势在多通道收发机中体现尤为明显。

图1：超外差和零中频收发机架构

当然，对接收灵敏度、选择性要求极高的应用中，超外差会是更好的选择：直接变频需要依靠IQ校准来保证镜像抑制，而宽带系统中IQ信号的幅度和相位误差在带内并不是恒定的，很容易出现EVM的边带恶化。

此外，随着数字电路集成度的不断提升，超外差+数字中频的架构越发受到卫星终端等高精度、高频段应用的青睐。数字中频技术通过有效的数字滤波和信号处理，在降低干扰影响的同时，提供更大的灵活性和稳定性。另外，数字中频架构减少了模拟器件的使用，缩小了系统尺寸，降低了IQ失配的风险。

功率放大器（PA）的高效率区和高线性区本质上是分离的（图2），但对于峰均比（PAPR）较低的窄带信号，我们可以通过功率回退来兼顾线性度和效率。但宽带信号具有较高峰均比，如Wi-Fi 7/802.11ax的PAPR通常在8-15dB；5G高阶调制（如256/1024QAM）的PAPR通常在9-13dB。此时为了线性放大这些峰值，需要更深的回退，平均效率会断崖式下跌（如从窄带下的40-50%骤降到10%以下），这在散热和功耗上是灾难性的。

图2：典型的PA效率与增益曲线

此外，在超宽带下，PA的记忆效应更为显著，非线性不再是“静态”的，即PA当前的输出不仅取决于当前输入，还强烈依赖于过去的输入信号。此时简单的静态回退或静态预失真完全失效，记忆效应带来的非线性依然会破坏信号质量。

在数字域，宽带系统主要依靠波峰因数降低（CFR）和数字预失真（DPD）两项技术来缓解发射线性度和效率间的矛盾。前者是基带通过减小信号的峰值，压缩信号的峰均比，在此不做赘述。后者‌在数字域预先产生一个与PA非线性特性相反的信号，与输入信号合并，使经过PA后的总输出线性化。宽带DPD的难点一方面在于模型复杂度的爆炸，需用“记忆多项式”等模型刻画动态非线性，参数数量激增；另一方面在于带宽需求翻倍，DPD本身需要更宽的信号带宽来生成校正量。例如地芯GC0816系列产品为了支持200MHz以上的宽带DPD，配备了400MHz以上带宽的完整观测通道（ORX），这对滤波放大器的带宽和反馈ADC的采样率都提出了更高的要求。

在发射链路设计上，包络跟踪计数（ET）可令PA的供电电压随输入信号的包络实时调整，使PA始终工作在接近饱和的高效区，避免固定高压下的效率损失。但和DPD类似，ET的“灵魂”是包络调制器，而200MHz以上的基带包络信号，要求调制器具有GHz级的切换速度与超高效率，设计难度极大。此外，射频路径与包络路径的微小延时失配会在宽带下引起严重的带内失真，对于时序对齐精度极其敏感。

在PA设计上，异相（Outphasing）和Doherty是当下两种最受欢迎的架构。异相巧妙地将幅度和相位都变化的信号分解为两个恒定包络的信号，分别通过高效饱和放大器放大，再合成。其核心挑战在于信号分离器在处理宽带信号时，对数据转换器和处理器的速度要求极高。路径的频响不一致性在宽带内更难校准。此外，信号合成网络在超宽带下损耗剧增、效率下降、幅度/相位不平衡难以控制。

相比之下，Doherty是相对简洁的架构，通过一个在整个功率范围内都开启，负责放大小信号到中功率的AB类PA和一个只在输入信号接近峰值时才开启的C类PA协同作用，动态改变彼此负载，实现高效和高线性度的兼顾。其核心瓶颈在于提供独特阻抗变换特性的λ/4线仅在中心频率处具有精确的90度相移和阻抗变换比。频率偏移时，相移和阻抗变换特性均会偏离，导致负载调制失准。当然，现代Doherty结构的演进已经提出了较好的解决方案：采用“后匹配”结构、或使用宽带阻抗变换器替代单节λ/4线，以牺牲部分效率或增加复杂度为代价，换取更宽的频宽。此外，Doherty与DPD的良好兼容性也使它备受青睐。例如在Sub-6GHz（FR1）的宏基站，数字预失真+宽带Doherty PA仍然是主流和高性价比的选择。

接收机的输入匹配和噪声系数（NF）通常要靠第一级的低噪声放大器（LNA）来保障，但最佳噪声匹配点和最佳功率匹配点随频率变化轨迹不同，所以一个固定的无源匹配网络无法在超宽带内同时让所有频点都满足这两个条件。因此，设计师必须做出痛苦的权衡：优先噪声匹配，保证带内NF平坦且较低，但代价是输入反射严重（S11变差），容易导致级联稳定性问题；或优先功率匹配，保证带内增益平坦和良好回波损耗，但部分频点的NF会偏离最优值，导致整体噪声性能下降。

此外，虽然理论上级联系统的线性度由后级主导，但这一点是具有迷惑性的。混频器及之后的滤波放大器通常对带外干扰有一定抑制，而LNA会看到未经抑制的阻塞和邻道干扰，即干扰与带内信号间的能量差更大，因此对于LNA的线性度要求一点也不宽松。

针对上述问题，地芯的宽带收发机产品采用了无源混频器前置的架构（图3）。首先，该架构最显著的优势是卓越的线性度与动态范围。无源混频器工作在理想的开关状态，其线性度理论上仅受限于开关的导通电阻，与输入信号幅度几乎无关。因此，它能实现极高的输入三阶交调点（IIP3），承受极高的输入信号（如强阻塞干扰或带内互调产物）而不压缩。

图3：N相位无源混频器前置架构接收机

其次，无源混频器前置的架构可轻松提供宽带输入匹配与可重构性。它不像LNA那样存在“最佳噪声匹配”与“最佳功率匹配”在宽带下的根本矛盾，其输入阻抗主要由无源混频器的开关电阻决定，通过调节本振驱动电平或开关偏置，可以动态微调输入阻抗，为实现软件定义无线电提供了便利。当然，这一特性也决定了无源混频器架构在低噪声需求场景下的局限性，较难实现2dB以下的噪声系数。

此外，借助无源混频器的双向转换特性，射频输入端口的滤波和接收链路的增益调整都可以从射频域转移到低频域的跨阻放大器（TIA）实现。这一方面节省了射频滤波器，降低了系统成本和复杂度，另一方面使得接收带宽和增益的可重构性大大提升。

这里所谓的“干净”主要是从杂散和相位噪声两方面而言的。宽带系统中，参考杂散和分数分频杂散都更容易落入或靠近工作信号。为了降低参考杂散，我们需要在锁相环（PLL）设计中重点关注电荷泵的电流失配、开关时序误差、参考时钟馈通等问题。而对于分数分频杂散，虽然Σ-Δ调制器可以将这些杂散“打散”成类似噪声的基底，但Σ-Δ量化噪声的高频分量仍会折叠到带内。在宽带系统中，PLL环路带宽通常设计较宽以降低VCO噪声，但这会让更多的Σ-Δ量化噪声通过，抬高中频偏区域的相位噪声基底，直接影响接收机灵敏度。

图4：不同频率偏移下PLL相位噪声曲线和来源

而对于相噪，宽带收发机必须同时关注近端和远端相位噪声。近端相位噪声主要决定本信道的调制质量。过高的近端相噪会直接恶化发射信号的EVM和接收机的解调信噪比。近端相噪主要由PLL的参考时钟质量、鉴相器底噪和环路内VCO的贡献决定，尤其是VCO的1/f噪声通常更高，导致近端相噪（如10kHz偏移内）优化困难。此外，这些模块的低压差稳压器（LDO）也可能成为近端相噪的主要来源，除设计优化外可采用深N阱隔离、保护环等版图技术进行优化。

远端相位噪声对接收性能则更为隐蔽，它会远端带外噪声或阻塞直接下变频到接收信号带内，成为加性白噪声，劣化系统噪声系数。远端相噪主要由VCO的本征噪声决定，而高带宽VCO的Q值较低，本征噪声更高。提高环路带宽能够抑制VCO的本征噪声，但这又与抑制参考噪声和Σ-Δ噪声的需求相冲突。为此，地芯的宽带收发机产品使用多个窄带、高Q值的VCO覆盖所需带宽，通过开关切换，以牺牲面积为代价打破高Q值和高带宽间的矛盾。

其实宽带收发机的设计挑战远不止上述这些，如高采样率下ADC有效位数（ENOB）的维持，正交误差校正中的边带恶化，高速数字接口在片内、封装内和板级的串扰等。地芯科技将和行业内的伙伴们一起持续探索，在射频、模拟和数字电路的设计上协同演进，提供更好的系统级宽带收发机解决方案。

[1]. Behzad Razavi, “RF Microelectronics”, Pearson Education, 2011.

[2]. “Electronic Circuits, Systems and Standards: The Best of EDN”, Newnes_RM, 2016.

[3]. Thomas H. Lee, “The Design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits”, Cambridge University Press, 2003.

[4]. 高效率PA：系统级设计

[5]. D. Yang, C. Andrews and A. Molnar, "Optimized Design of N-Phase Passive Mixer-First Receivers in Wideband Operation," in IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, vol. 62, no. 11, pp. 2759-2770, Nov. 2015, doi: 10.1109/TCSI.2015.2479035.

[6]. How to Identify the Source of Phase Jitter through Phase Noise Plots,

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